boost 电路驱动占空比多少比较好，设计一升压型BOOST电路占空比若大于50会有什么问题

来源：整理时间：2023-09-28 00:55:34 编辑：亚灵电子网手机版

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1，设计一升压型BOOST电路占空比若大于50会有什么问题
2，在一个DCDC BOOST中若输入一个占空比为50方波与输入直流相比哪种
3，为什么boost电路的pwm波占空比达到一定值就会短路
4，boost电路设计时占空比太小会有什么影响
5，一个boost电路里同时反馈电流和电压如何进行PI计算如何控制
6，Boost升压电路在实际工程应用中能将电压升几倍
7，buck和boost电路驱动要求有什么区别
8，mppt中boost电路中参数怎么设定
9，如何用matlab测量boost电路占空比
10，boost电路

1，设计一升压型BOOST电路占空比若大于50会有什么问题

因为没有任何问题

啊啊啊成信同学？！？

设计一升压型BOOST电路占空比若大于50会有什么问题

2，在一个DCDC BOOST中若输入一个占空比为50方波与输入直流相比哪种

1、DC/DC BOOST电路即直流至直流的变换电路，所以应该输入直流2、BOOT变换器不允许控制信号为直流信号，即不允许占空比等于1。

在一个DCDC BOOST中若输入一个占空比为50方波与输入直流相比哪种

3，为什么boost电路的pwm波占空比达到一定值就会短路

开通时间太长，试试提高开关频率。再看看别人怎么说的。

电感不够大，开关管关闭之前电感已经饱和了

为什么boost电路的pwm波占空比达到一定值就会短路

4，boost电路设计时占空比太小会有什么影响

变压器效率高，铁心要好，磁阻小。boost升压电路是六种基本斩波电路之一，是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。boost电路设计时，占空比太小会让变压器效率高，铁心要好，磁阻小。主要应用于直流电动机传动、单相功率因数校正（PFC）电路及其他交直流电源中。

5，一个boost电路里同时反馈电流和电压如何进行PI计算如何控制

理论电压是在个元件正常工作的条件下推导出来的，你的情况恐怕是电感磁心已经超过负荷，进入磁饱和区，无法继续增加储能，因此占空比继续提高只能空耗电能，不能转换成输出。请换用额定电流更大的电感。

这个就需要先用零阶保持器把电压电流离散了之后就可以了，我做毕业设计就有着个问题，不知道适合不适合你 23.7KW 380v

这个就需要先用零阶保持器把电压电流离散了之后就可以了，我做毕业设计就有着个问题，不知道适合不适合你

6，Boost升压电路在实际工程应用中能将电压升几倍

boost升压电路中占空比D=（Vo-Vi）/Vo，Vo是输出电压，Vi是输入电压。从公式上看，你能把10V电压升到10000V或任意倍数的电压。在工程上，占空比一般不超过0.9，所以工程的极限在10倍左右。没有比boost更成熟的升压方案了，如果需要输出电压输入电压比更高，可以接多级的boost升压。

7，buck和boost电路驱动要求有什么区别

通常所说的buck/b0ost是指降压和升压两种dc-dc基本拓扑，或叫电路结构，他们使用的元件可能都是一样的，但元件的组成是不同的，即有源开关/无源开关/电感（变压器）的连接方式（有时也包括储能电容，如cuk,sepic,zata等）构成不同拓扑。所谓ac-dc是指，先将ac通过整流滤波等方式转换为dc后，再通过开关电源转换为需要的dc。

印象中貌似就是占空比的区别 BOOST电路占空比不能等于1

Buck是上管驱动，BOOST是下管驱动。

8，mppt中boost电路中参数怎么设定

在光伏发电系统中，带有Boost电路的逆变器一般称之为双级式逆变器（并网与离网皆有），在这种双级式逆变器中MPPT的实现就不是由传统的电压外环实现了，而是由Boost控制外环实现。

我一般用最大电流法。。。呵呵这样可以简化。但是如果负载变动大，也可以考虑用最大输出功率来判断。人为扰动占空比。然后判断目前的占空比是不是最佳，不是就按照扰动测量的方向调整。这个过程就必须不断的调整，人为增加一个增量给占空比，当然这个增量可以是正，可以是负。很好实现。我目前的太阳能mppt型控制器。正在投产中。。。呵呵

9，如何用matlab测量boost电路占空比

PWM电路的占空比是可以变化的，随着电路负载的加大，占空比也会变大。不明白占空比如何设置这个问题。

在电力电子系统的研究中，仿真研究由于其高效、高精度及高的经济性与可靠性而得到大量应用。近二十年来，仿真已逐渐成为电力电子技术研究的有力工具。Matlab语言的强大仿真功能和方便性受到广大使用者的广泛爱好。1. Boost电路的工作状态2. Matlab仿真分析　　Matlab 是一种功能强大的仿真软件，它可以进行各种各样的模拟电路和数字电路仿真，并给出波形输出和数据输出，无论对哪种器件和哪种电路进行仿真，均可以得到精确的仿真结果。采用Matlab仿真分析方法，可直观、详细的描述Boost 电路由启动到达稳态的工作过程，并对其中各种现象进行细致深入的分析，便于我们真正掌握Boost电路的工作特性。仿真图如下所示：

10，boost电路

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％关键词：升压电路；软开关；同步整流引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1）式中：D为占空比； T为开关周期。所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3）式中：Io为输出电流。将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5）从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。将式（4）代入式（6）可得实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8）式中：tdead2为S2开通前的死区时间。同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9）式中：tdead1为S1开通前的死区时间。在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!

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2，在一个DCDC BOOST中若输入一个占空比为50方波与输入直流相比哪种

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