boost电路能做多少瓦，我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2

来源：整理时间：2024-05-30 15:59:48 编辑：亚灵电子网手机版

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1，我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2
2，我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2kw么
3，gtx650ti boost 最高多少瓦
4，12v电瓶倍压整流到24v怎么做能用24v100w内电器
5，如何计算boost电感升压电路的功耗
6，三电平boost电路最大能做多大功率
7，24VDC经过BOOST升压电路升压到多少伏效率最高
8，开关电源有的用BOOST或BUCK拓扑结构进行升压或降压而有的开关
9，boost电路
10，BOOST电路为什么要工作在电流连续状态

1，我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2

功率有什么限制条件吗？呵呵风电的全功率变流器里面的BOOST其功率可以达到数兆瓦

没问题，用做功率因数校正的PFC电路做到几个kW到几十个kW都有，只要把主电路参数选好就行再看看别人怎么说的。

我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2

2，我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2kw么

没问题，用做功率因数校正的PFC电路做到几个kW到几十个kW都有，只要把主电路参数选好就行

我想着知道升压型DCDCBoost变换器可适用的功率范围能够达到2kw么

3，gtx650ti boost 最高多少瓦

gtx650ti boost 最高满载应该是在180W左右，你CPU是95W，275W了；再加上其它的功耗，350W有点紧张了，如果可能换400W以上的电源比较稳妥

gtx650ti和gtx650ti boost性能差10%左右，gtx650ti boost性能提升了不少，主要是这个显卡提高了核心频率和显存频率，从而把显卡的整体性能提升上来了。

gtx650ti boost 最高多少瓦

4，12v电瓶倍压整流到24v怎么做能用24v100w内电器

将两只12V电瓶串联起来，就是24V电压。将一只12V电瓶的正极与另一只12V电瓶的负极连接在一起，在第一只电瓶的负极与第二只电瓶的正极就得到24V电压了。如果要使用这个串联起来的电瓶，去带24V100W用电器，应根据使用时间去选择电瓶的容量，使用时间越长，电瓶容量就需要越大。因为100W用电器，它工作时的电流就是：I=100W/24V=4.17A，如果是两只12V10AH的电瓶，这个用电器就可以工作两个多小时。

5，如何计算boost电感升压电路的功耗

d=(vomax-vin)/vomax=0.828电感电流il=io/(1-d)=3/29/(1-0.828)=0.6al=vin*d/f/il=5*0.828/40*1000/0.6=173uh.纹波取0.4, 最大电流ipk=il*(1+0.4/2)=0.72a所以你要去找一个,173uh, 额定电流大于0.72a的电感。如果还有问题请到大比特论坛问我，如果帮上了你的忙还望采纳答案！

资料：BOOST升压电路的电感、电容计算http://bbs.big-bit.com/thread-455705-1-1.html请采纳答案！

6，三电平boost电路最大能做多大功率

三电平（ThreeLevel，TL）整流器是一种可用于高压大功率的PWM整流器，具有功率因数接近1，且开关电压应力比两电平减小一半的优点。提到一种三电平Boost电路，用于对整流桥进行功率因数校正，但由于二极管整流电路的不可逆性，无法实现功率流的双向流动，提到了几种三电平PWM整流器，尽管实现了三电平，但开关管上电压应力减少一半的优点没有实现。三电平整流器尽管比两电平整流器开关数量多，控制复杂，但?具有两电平整流器所不具备的特点：1）电平数的增加使之具有更小的直流侧电压脉动和更佳的动态性能，在开关频率很低时，如300～500Hz就能满足对电流谐波的要求；2）电平数的增加也使电源侧电流比两电平中的电流更接近正弦，且随着电平数的增加，正弦性越好，功率因数更高；3）开关的增加也有利于降低开关管上的电压压应力，提高装置工作的稳定性，适用于对电压要求较高的场合。

7，24VDC经过BOOST升压电路升压到多少伏效率最高

输出电压可以看成两部分叠加，一部分是原有的24V，另一部分是提升出来的电压。原有的不存在效率问题，或者说100%，升出来的部分与电路效率有关，肯定小于100%。总效率为2部分合成，如果输出为48V，原有电压与提升电压各占一半，效率为两者的平均值，因此升压越高，效率低的成分所占比例越大，总效率越低。这就推出结论：升压越低，效率越高，升压为0（直接输出24V），效率达100%。

级数越多越导致效率低，既然电压一直高于输出电压，采样一级降压斩波就可以了，虽然从400v斩波到24v，压差大了些，可以通过改变变压器的一二次绕组变比，使得整体设计没有问题。

8，开关电源有的用BOOST或BUCK拓扑结构进行升压或降压而有的开关

BOOST,BUCK是一种基本结构。其实还有BUCK-BOOST。电源的拓扑结构就这3种。开关电源用变压器升压降压，其实还是脱离不了基本的3个拓扑结构。变压器的目的仅仅是隔离而已。

1楼的可能理解错了楼主的意思，他并不是问开关电源隔离用变压器，而是问有的电源直接用工频变压器做升降压。目前是有的电源是直接将220V/50HZ的交流电通过工频变压器升压或者降压到需要的值，这样做的好处有几点：1、简单可靠；2、输出和输入隔离，对人来说安全；3、没有开关电源带来的电磁辐射和干扰缺点：1、对于大功率的电源来说，需要大的变压器，因此体积大，重；2、闭环控制不好做，也就是当输入电网电压变化时，输入的电压也会变化；对于BUCK和BOOST，都是非隔离的开关电源结构，他们的缺点和优点差不多和变压器直接变压的电源相对。可以参照前面我说的。功率的话没有确切的定论，BUCK、BOOST也可以做大功率，像现在逆变器几千瓦的前级电路也都会加一个BOOST，而BUCK，从几瓦到上百瓦也有有应用，电脑主板上的供电电源都是BUCK结构的，也有上百瓦的。

1楼正解，2楼误解了楼主的意思。

dsfgasgsdfg

你好！开关电源有隔离与非隔离之分，用变压器既是用来隔离输入输出，也可通过匝比进行变压，BOOST或BUCK拓扑结构的是非隔离的，用变压器的是隔离的。除了BOOST和buck还有很多其他拓扑结构。boost通常只是用来做PFC，据我所知很少直接用来做开关电源的；而BUCK在小功率非隔离开关电源上应用得很广泛。打字不易，采纳哦！

9，boost电路

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％关键词：升压电路；软开关；同步整流引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1）式中：D为占空比； T为开关周期。所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3）式中：Io为输出电流。将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5）从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。将式（4）代入式（6）可得实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8）式中：tdead2为S2开通前的死区时间。同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9）式中：tdead1为S1开通前的死区时间。在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。麻烦采纳，谢谢!

10，BOOST电路为什么要工作在电流连续状态

电流不连续状态下的boost电路的工作效率较高，但是对电路尤其是开关管冲击较大，一般用于小功率情况下，大功率下一般采用电流连续模式。

摘要：提出了一种boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24v输入，40v/2.5a输出，开关频率为200khz的同步boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％关键词：升压电路；软开关；同步整流引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 boost电路作为一种最基本的dc/dc拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个mosfet来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。本文提出了一种boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理图1所示的是具有两个开关管的同步boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步boost电路的工作原理。在这种设计下，s2可以实现软开关，但是s1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流线性增加。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流对s1的结电容进行充电，使s2的结电容进行放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到s2的寄生二极管上，而无法对s1的结电容进行放电。因此，s1是工作在硬开关状态的。接着s1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，s2实现了软开关，但是s1并没有实现软开关。其原因是s2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使s1的结电容进行放电。但是，如果将l设计得足够小，让电感电流在s2关断时为负的，如图4所示，就可以对s1的结电容进行放电而实现s1的软开关了。在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，s1导通，l上承受输入电压，l上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，s1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕s1关断后，电感电流为正，对s1的结电容进行充电，使s2的结电容放电，s2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕s2的门极变为高电平，s2零电压开通。电感l上的电流又流过s2。l上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后s2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感l上的电流方向为负，正好可以使s1的结电容进行放电，对s2的结电容进行充电。s1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管就导通，将s1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为s1的零电压导通创造了条件。接着s1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关s1和s2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 δi=(vindt)/l （1）式中：d为占空比； t为开关周期。所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 imax=δi/2＋io （2） imin=δi/2－io （3）式中：io为输出电流。将式（1）代入式（2）和式（3）可得 imax=(vindt)/2l＋io （4） imin=(vindt)/2l－io （5）从上面的原理分析中可以看到s1的软开关条件是由imin对s2的结电容充电，使s1的结电容放电实现的；而s2的软开关条件是由imax对s1的结电容充电，使s2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|imax||imin|。所以，s1和s2的软开关实现难易程度也不同，s1要比s2难得多。这里将s1称为弱管，s2称为强管。强管s2的软开关极限条件为l和s1的结电容c1和s2的结电容c2谐振，能让c2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。将式（4）代入式（6）可得实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感l上的电流保持不变，即为一个恒流源在对s2的结电容充电，使s1的结电容放电。在这种情况下的zvs条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (c2＋c1)vo≤（vindt/2l+io）tdead2 （8）式中：tdead2为s2开通前的死区时间。同理，弱管s1的软开关宽裕条件为 (c1＋c2)vo≤(vindt/2l-io)tdead1 （9）式中：tdead1为s1开通前的死区时间。在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量l。因为，在能实现软开关的前提下，l不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果一个开关频率为200khz，功率为100w的电感电流反向的同步boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压vin24v 输出电压vo40v 输出电流io0～2.5a 工作频率f200khz 主开关s1及s2irfz44 电感l4.5μh 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5a）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感l上的电流在dt或(1－d)t时段里都会反向，也就是创造了s1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关s1和s2都实现了zvs。但是从电压vds的下降斜率来看s1比s2的zvs条件要差，这就是强管和弱管的差异。图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语本文提出了一种boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感l的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用i型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。

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