推挽软开关死区时间多少合适，移相软开关电源死区时间一般设置多少

来源：整理时间：2023-09-26 02:12:40 编辑：亚灵电子网手机版

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1，移相软开关电源死区时间一般设置多少
2，在推挽式逆变器中sg3525输出死去时间对开关管有什么影响如何控制
3，132KW电机用多大软启动
4，电机调试中的死区时间设置多少比较合适
5，电脑显示屏那些按键坏了可以换的吗
6，igbt死区多长时间合适
7，电脑主机没电是怎么回事
8，如何正确计算并最大限度减小的死区时间
9，boost电路
10，电源移相中最好用的芯片是哪些各有什么特点

1，移相软开关电源死区时间一般设置多少

这属于硬件加死区。将一路信号分成两路。1和2.1路先通过7404取非。之后的电路1和2是一样的。先通过（电阻和二极管并联）电阻与二极管正级公共端接103电容接地。形成 RC加死区。

同问。。。

移相软开关电源死区时间一般设置多少

2，在推挽式逆变器中sg3525输出死去时间对开关管有什么影响如何控制

调整Rd的值即可调节死区，死区时间长短对开关管没有影响，但对输出可能会有影响，死区长了就相当于占空比变小了

在推挽式逆变器中sg3525输出死去时间对开关管有什么影响如何控制

3，132KW电机用多大软启动

看你的负载情况，普通轻型负载就用132的，负载较重的情况下建议加大一档，如果不缺钱，还是变频吧。Q我吧 1808120045

得看你启动电机频繁不？按理说30kw以上都是软启动，保护延长电机寿命的

一般按照132kw再往上加大一档选用．

132KW电机用多大软启动

4，电机调试中的死区时间设置多少比较合适

那要看电机的容量是不是很大，还有负载与电机的比率，如果比率大的话启动时间长一点，如果比率小的话启动时间短一点。

5，电脑显示屏那些按键坏了可以换的吗

可以，也不贵

怎么个坏发？

可以啊，，

可以！无非就只是给你换个按钮

要是去修理那里换要20元，自己要按键和烙铁

可以....有工具就行

6，igbt死区多长时间合适

1~2微秒。因为igbt模块应用时，通过软件控制上下桥臂的门极开关切换时间控制死区时间，20KHz驱动频率的电源行业，INV采用半桥架构，所以上下管的交替死区设置时间一般是1~2微秒。死区时间可以避免桥臂直通，但也会带来不利影响。

7，电脑主机没电是怎么回事

1）先软后硬，重新安装操作系统，不要安装软件、补丁、驱动等，看看开机还有问题吗？如果没有在逐步的安装驱动、补丁、软件，找出不合适的东西就不要安装了。请注意：如果还原系统或重装后，安装驱动、补丁、软件等东西时，一定要将影响你这次出事的东西不要在安装上去了，否则就白还原或重装了。2）如果是硬件问题引起的，建议检修一下去。3）另外就是与您关机前的不当操作有关系吧？比如：玩游戏、看视频、操作大的东西、使用电脑时间长造成的卡引起的吧？或下载了不合适的东西，故障不会无缘无故的发生吧？如果是这个问题引起的，反复开关机试试，放一段时间试试，确实不可以就重装系统吧，如果自己重装不了，花30元到维修那里找维修的人帮助您。只要注意自己的电脑不卡机、蓝屏、突然关机，开机就不会这样了。有问题请您追问我。

先打开机箱，拔下内存和显卡，橡皮擦亮.金手指，清理碎屑后仔细原样装回，清理其它尘土。开机试试如果不行，送修吧。顺便说下：电源检查方法，将电源的20或24拼的大插头拔下，用导线将绿色的线和旁边黑色线短接，接通220V，如果风扇转动电源基本是好的。不转换电源或修理。电源好的还不能启动，要检查主板启动电路，如果风扇动一下就停，要检查主板有无短路。

8，如何正确计算并最大限度减小的死区时间

如何计算IGBT模块所需最小死区时间？1 引言在现代工业中，IGBT器件在电压源逆变器中的使用越来越广泛。为了确保可靠地使用IGBT，必须避免出现桥臂直通现象。桥臂直通会产生额外的不必要功耗甚至热失控，可能会导致IGBT甚至整个逆变器出现故障。IGBT桥臂直通的原因典型的IGBT一个桥臂拓扑电路如下图所示，正常工作时，两个IGBT交替开通和关断，如果将两个IGBT管同一时间导通将会导致电流的上升，该电流仅受限于IGBT DC-link的杂散电感。Figure 1 Typical configuration of a voltage source inverter当然，没有人会故意将两个IGBT同时开通，但由于IGBT并不是一个理想的开关，开通和关断时间并不是严格相同。为了避免桥臂直通，总是推荐添加一个所谓的“互锁延迟时间”或称为“死区时间”到控制机制。这样，一个IGBT总会先关断，另一个在经过期望的死区时间后被开通。因此，可以避免由于不对称的开通和关断时间造成的桥臂直通现象。死区时间对逆变器工作的影响死区时间一般有两种，一是控制死区时间，二是有效死区时间。控制死区时间是在控制算法里执行的死区时间，是为了获得器件端合适的有效死区时间，设置控制死区时间的目标是为了确保有效死区时间总是正值。由于实际计算的控制死区时间总是基于最坏的情况，有效死区时间是控制死区时间的重要部分。死区时间一方面可以避免桥臂直通，另一方面也会带来不利影响。为了阐明死区时间的影响，我们考虑电压源逆变器的一个桥臂，如图2所示。假设首先输出电流的方向如图所示，IGBT管T1从开到关，IGBT管T2经过微弱的死区时间后从关到开。在有效死区时间内，两个管子都在断态，续流二极管D2传导输出电流。因而负边DC link电压施加到输出端，这种转换是被期望的。另一种情况，IGBT管T1从关到开，T2管从开到关，然后，D2仍然在死区时间内传输相同方向的电流。因此输出电压也是负边DC link电压，这种情况是不期望的。结论可概括如下：在有效死区时间内，输出电压由输出电流的方向决定，而不是控制信号。如果我们考虑图2中相反的电流方向，当T1从开到关，T2从关到开时，将会获得一个电压。所以，应用死区时间通常会使电压和电流产生扭曲。如果我们选择了一个不合适的较大的死区时间，会使感应电机系统变得不稳定，可能会造成一些破坏的情况。因此选择死区时间的过程是非常重要的，应仔细计算。Figure 2 One leg of voltage source inverter本文将解释如何测量IGBT实践中的延迟时间，和如何在测量的基础上正确地计算控制死区时间。

搜一下：如何正确计算并最大限度减小的死区时间

9，boost电路

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％　　关键词：升压电路；软开关；同步整流　　引言　　轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。　　Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。　　Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。　　本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。　　1 工作原理　　图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。　　1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。　　2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。　　3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。　　4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。　　5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。　　接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。　　在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。　　1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。　　2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。　　3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。　　4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。　　5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。　　6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。　　接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。　　2 软开关的参数设计　　以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为　　ΔI=(VinDT)/L （1）　　式中：D为占空比；　　T为开关周期。　　所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为　　Imax=ΔI/2＋Io （2）　　Imin=ΔI/2－Io （3）　　式中：Io为输出电流。　　将式（1）代入式（2）和式（3）可得　　Imax=(VinDT)/2L＋Io （4）　　Imin=(VinDT)/2L－Io （5）　　从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax||Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。　　强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。　　将式（4）代入式（6）可得　　实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。　　(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8）　　式中：tdead2为S2开通前的死区时间。　　同理，弱管S1的软开关宽裕条件为　　(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9）　　式中：tdead1为S1开通前的死区时间。　　在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。　　3 实验结果　　一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。　　该变换器的规格和主要参数如下：　　输入电压Vin24V 　　输出电压Vo40V 　　输出电流Io0～2.5A 　　工作频率f200kHz 　　主开关S1及S2IRFZ44 　　电感L4.5μH 　　图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。　　图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。　　4 结语　　本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。

10，电源移相中最好用的芯片是哪些各有什么特点

移相谐振全桥软开关控制器UCC38951、引言 UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。下面对其特点、引脚功能、电气参数、工作原理分别进行介绍。 2、特点和引脚说明 2.1 特点（1）输出导通延迟时间编程可控；（2）自适应延迟时间设置功能；（3）双向振荡器同步功能；（4）电压模式控制或电流模式控制；（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制；（6）占空比控制范围0％～100％；（7）内置7MHz误差放大器；（8）最高工作频率达到1MHz；（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；（10）欠压锁定状态下的电流仅为150μA。 2.2 引脚说明 UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式， UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。下面以PDIP-20为例进行介绍，其引脚排列如图1所示。UCC3895系列移相谐振控制器采的引脚功能简介如下： ?EAN（引脚1）：误差放大器反相输入端。 ?EAOUT（引脚2）：误差放大器输出端。在控制器内部，该端分别与PWM比较器和空载比较器的非反相输入端相连，并箝位于软启动电压。当该端上的电压低于500mV时，控制器的输出级将被空载比较器关断。当该端上的电压升至600mV时，输出级重新开通。 ?RAMP（引脚3）：PWM比较器的非反相输入端。在电压模式或平均电流模式下，该端接CT（引脚7）上的锯齿波信号；而在峰值电流模式下，该端接电流信号。RAMP内接放电晶体管，该晶体管在振荡器死区时间内触发。 ?REF（引脚4）：精密5V基准电压输出端。控制器内部的基准电源一方面为控制器内部的电路供电，另一方面还能够向外接负载提供5mA的偏置电流。该基准电源仅在欠压锁定状态下关断，而在其他失效状态下仍能继续工作。实际当中，该端应外接低ESR和低ESL的旁路电容，其大小至少应为0.1μF。 ?GND（引脚5）：信号地。 ?SYNC（引脚6）：振荡器同步信号输出端。该端是双向的，作为输出端时，该端可以输出时钟信号。作为输入端时，该端可以输入外部同步信号，可实现多只控制器同步工作。该引脚还可以起到对CT引脚上的定时电容以及RAMP引脚上的滤波电容进行放电的作用。同步电路输入电压的下限阈值为1.9V，上限阈值为2.1V。为了减小同步脉冲的宽度，在SYNC和GND引脚之间应接入一只3.9Ω的电阻。 ?CT（引脚7）：振荡器定时电容击接入端。定时电容的充电电流由控制器控制，该定时电容上的锯齿波峰值电压为2.35V。振荡周期tOSC可按下式进行估算：（1）上式中，CT的单位取法拉，RT的单位取欧姆，tOSC的单位取秒。注意，定时电容和定时电阻的 ?RT（引脚8）：振荡器定时电阻接入端。定时电容的充电电流是一个固定值，其大小由定时电阻RT决定，如下式所示：（2） ?DELAB（引脚9）/DELCD（引脚10）：输出端A-D延迟控制信号输入端。延迟时间应在同一桥臂中一只开关管关断之后，另一只开关管开通之前加入，为谐振创造条件。延迟时间的估算可参照下式：（3）上式中，VDEL的单位取伏特，RT的单位取欧姆，tdelay的单位取秒。 DELAB和DELCD能够提供最大值为1mA的灌电流。实际当中，应保证DELAB和DELCD引脚的杂散电容小于10pF。 ?ADS（引脚11）：延迟时间设置端。当ADS引脚直接与CS引脚相连时，输出延迟死区时间为零。当ADS引脚接地时，输出延迟时间最大。CS引脚上的电压为2.0V时的延迟时间是CS电压为0V时的4倍。输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压由下式决定：（4）上式中，VCS和VADS的单位取伏特。 ADS引脚上的电压需限制在0V～2.5V范围内，并且不能超过CS引脚上的电压。另外，输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压的最小值应箝位于0.5V。 ?OUTA/OUTB/OUTC/OUTD（引脚18、17、14、13）：驱动输出端。这四个输出端由互补MOS驱动电路构成，能够提供100mA的驱动电流，可以驱动FET驱动电路。OUTA和OUTB是完全互补的，其占空比接近50％，可以驱动半桥电路。OUTC和OUTD也是如此。对于OUTA 而言，OUTC的相位发生了移动；对于OUTB而言，OUTD的相位也发生了移动。 ?VDD（引脚15）：偏置电源输入端。该端需接低ESR、低ESL的旁路电容，其容量不可低于1μF。 ?PGND（引脚16）：功率地。该端为大电流输出级的接地端。 ?SS/DISB（引脚19）：软启动/禁止端。通过该端可以实现软启动和控制器快速禁止两项独立的功能。当下面的四种情况之一发生时，控制器将被快速关断：（1）该端的电压低于0.5V；（2）或REF上的电压跌落到4V以下；（3）VDD上的电压低于欠压锁定下限阈值；（4）发生过零故障。当故障排除或禁止状态结束后，如果VDD上的电压超过了启动阈值，而该端上的电压在软关断过程中跌落到0.5V以下，则将进入软启动模式。此时，SS/DISB引脚上灌电流的大小将等于IRT。软启动时间的大小由SS/DISB引脚上的软启动电容决定。另外，为了对该端上的最高电压进行限制，还需要在软启动电容上并联一只电阻。注意，无论是在软启动、软关断，还是在禁止状态下，该端上的电压都将被有源箝位，其大小与EAOUT上引脚上的电压相等。 ?EAP（引脚20）：误差放大器的非反相输入端。 3、额定参数和主要电气参数 UCC3895的额定参数如表1所示。 UCC3895的额定参数如表1所示。 UCC3895的主要电气参数如表2所示。表2 UCC3895主要电气参数表注：（1）如不特别注明： VDD=12V, RT = 82K,CT =220pF, RDELAB =RDELCD = 10K, CREF = 0.1mF, CVDD = 0.1mF, TA= TJ. 4、工作原理表2 UCC3895主要电气参数表注：（1）如不特别注明： VDD=12V, RT = 82K,CT =220pF, RDELAB =RDELCD = 10K, CREF = 0.1mF, CVDD = 0.1mF, TA= TJ. 4、工作原理 UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显著降低。 UCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图2所示。由于UCC3895在功能上与UC3875和UC3879移相全桥PWM控制器基本相同，因此对UCC3896的基本工作原理此处不再赘述。下面仅对UCC3895中输出端延迟时间的设置问题加以介绍。 UCC3895允许用户对桥臂驱动脉冲之间延迟时间的大小进行设置。实际当中，用户可以根据式（3）和式（4）对延迟时间进行设定。图2-4-3所示为外接延迟时间编程电阻示意图。延迟设置电路的原理图参见图2-4-4。延迟设置功能由ADS引脚进行控制。当ADS引脚分别与CS、GND或与CS和 GND之间的电阻分压器相连时可实现不同的延迟时间调制。如果ADS引脚接地，由式（3）和式（4）可知，VDEL将与VCS成正比，随着负载的增大，延迟时间tdelay将相应下降。此时，VDEL的最大值为2V。如果VADS与CS和GND之间的电阻分压器相连，由于（VCS-VADS）项减小，导致 VDEL下降，此时延迟调制量将有所减小。当ADS引脚与CS相连时，VDEL被限制在0.5V，延迟时间为零。由此可见，ADS引脚直接接地时对应的延迟调制量最大。当负载由轻载逐渐增至满载时，VDEL将在0.5V~2V之间变化。随着负载的不断变化，延迟时间的变化比率最大可以达到4:1。

UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式，UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。

搜一下：电源移相中最好用的芯片是哪些，各有什么特点？